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Alt 07.04.2017, 09:49   #1 (permalink)
Abakus
 
Benutzerbild von broda
 

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broda befindet sich auf einem aufstrebenden Ast

Standard Mainboard VRM Guide

Letztes Update: 07.06.2017
Inhalt
  • Einleitung
  • Erläuterung des Mehrphasen Abwärtswandlers
  • Nachvollziehen von verbauter Hardware
  • Beurteilungskriterien für VRMs
  • VRM Listen und Weblinks

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I. Einleitung

Die Mainboard Voltage Regulator Modules (kurz VRMs) sind besonders bei Übertaktern in aller Munde, immerhin wollen diese ihre Prozessoren außerhalb der Spezifikation betreiben und möchten dazu auch Stromstärken überhalb des Standard des Herstellers bei ebenfalls erhöhten Spannungspotentialen zur Verfügung gestellt bekommen.
Weiter sollen diese Versorgungsspannungen nach Möglichkeit von schnellen Lastwechseln des Verbrauchers unbeeindruckt bleiben und einer theoretischen Gleichspannung so ähnlich, wie nur möglich sein.

Für diese Voraussetzungen eignet sich offensichtlich nicht jede Hauptplatine in gleichem Maße, entsprechend soll dieser Thread die Gründe dafür hinterleuchten.
Wen die gesamte Thematik, einschließlich des Schaltprinzips hinter den VRMs interessiert, der kann direkt ab II. mit dem Lesen beginnen.
Wer bereits ein grobes Knowhow über VRMs besitzt und Layouts solcher Nachvollziehen und bewerten will, der kann bei III. und IV. einsteigen.
Für Leser, die nur ein wenig vergleichen wollen, was der Markt so hergibt, bietet es sich an, direkt zu V. zu springen.

Das Inhaltsverzeichnis mit Verlinkungen oben und die Suchfunktion eures Browsers (Strg + F) sind eure Freunde.

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II. Erläuterung des Mehrphasen Abwärtswandlers

Begrifflichkeiten:
Über folgende Begrifflichkeiten sollte der Leser sich im Klaren sein, um von diesem Beitrag zu profitieren:
  • (MOS)FETs
Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
Wem Feld Effekt Transistoren völlig fremd sind, der hat vor dem Lesen dieses Beitrags auf jeden Fall noch etwas nachzuholen.
Allen anderen möchte ich vor dem Weiterlesen wieder ins Gedächtnis rufen, dass solche gern - wie hier - als Schalter verwendet werden.
Von der Source kann Strom zum Drain fließen, wie groß dieser ist, hängt dabei von der Spannung am Gate ab.
Also entscheidet die anliegende Spannung am Gate, ob der Transistor sperrt oder durchschaltet.
Das sollte für diese Anwendung von MOSFETs bereits genügen.
  • Spulen
Spulen widersetzen sich schnellen Stromänderungen und bauen bei einem Durchfluss durch Strom ein magnetisches Feld auf.
Diese Eigenschaften kommen im Abwärtswandler, den wir hier sezieren, mehrfach zum Tragen: Ein plötzlich großer, fließender Strom wird in der Spule gedrosselt und ein Teil der Energie im magnetischen Feld gespeichert; wenn dieser Stromfluss nun abrupt stoppt, entlädt sich die Spule weiter, der Fluss in ihr kann nicht stoppen.
  • Kondensatoren
Kondensatoren sind im Grunde genommen das Gegenstück zur Spule, sie widersetzen sich schnellen Spannungsänderungen indem sie Energie in einem elektrischen Feld speichern. Diese Energie kann bei Bedarf dem Stromkreis wieder zugeführt werden, hier wenn die Spannung abfällt.
  • PWM
Puls-Weiten-Modulation
Puls-Weiten-Modulation beschreibt ein digitales Signal, das in der Regel zwei Spannungspotentiale kennt.
Das eine stellt dabei logisch 0 und das andere logisch 1 dar. Die zwei weiteren entscheidenden Faktoren sind die Frequenz und der so genannte Tastgrad des PWM Signals. Ein Beispiel:
Logisch 1 liegt bei einem PWM Signal bei +5V, logisch 0 bei 0V. Die Frequenz liegt bei 10kHz und der Tastgrad bei 50%.
Mit 10kHz Frequenz ergeben sich 10.000 Perioden in einer Sekunde, in denen das Signal jeweils 50% der Periode bei +5V liegt, die restlichen 50% bei 0V. Grafisch sieht das Signal dann so aus:



Mit einem solchen PWM Signal werden in den VRMs die MOSFETs gesteuert.

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Um nun die Funktionsweise des Mehrphasen Abwärtswandlers darzustellen, habe ich mir erlaubt, den vereinfachten beispielhaften Schaltplan des PWM Controller für VRMs "ISL95712" aus dem Datenblatt von Intersil zu kopieren und ihm etwas Farbe zu verleihen.
Von der Komplexität, die auf den ersten Blick zu scheinen herrscht, sollte man sich nicht abschrecken lassen!
Viele Bereiche sind für ein grundlegendes Verständnis der VRMs nicht relevant (ausgegraut), bei allem, was wir uns ansehen möchten, herrscht viel Redundanz.


Was wir in dunklem Schwarz bzw. in Farben sehen, sind im Grunde genommen vier Phasen, um die Steuerung von einer Spannungsversorgung zu übernehmen.

Wer vier Phasen steuern möchte, braucht auch vier PWM Signale aus dem Controller, PWM3 und PWM4 sind da bereits leicht zu erkennen. Die Signale zur Steuerung von Phase 1 und Phase 2 darunter sehen "weiter aufgeschlüsselt" aus.
Dies ist darauf zurück zu führen, dass für diese beiden Phasen die so genannten Treiber bereits in den Controller integriert sind.
Nun, was sind Treiber?
  • Treiber:
Treiber sorgen dafür, dass mit dem einen PWM Signal vom Controller pro Phase beide aktive Komponenten in der Phase gesteuert werden können.
Diese beiden aktiven Komponenten sind der highside- und der lowside-MOSFET. Alle highside-FETs sind in der Grafik in blau dargestellt, alle lowside-FETs grün.

Der highside-FET steht quasi am Anfang einer jeden Phase. Wenn er durchgeschaltet wird, ist ein Stromfluss in die dahinterliegende Spule möglich. Alle Spulen habe ich in gelb dargestellt. Die Spule baut mit dem Stromfluss ihr magnetisches Feld auf. Wenn der highside-FET nun schließt, tritt die so genannte, verlustreiche dead-time an: Die Spule will sich entladen, der Stromfluss in ihr kann wie erwähnt nicht stoppen.
Die elektrische Energie wird jetzt also in Wärme umgesetzt.
Damit der Verlust von elektrischer Energie aufhört und der Stromfluss weiter erfolgen kann, wenn der highside-FET geschlossen ist, wird der lowside-FET verbaut. Durch ihn kann sich die induktive Spule immer wieder auf's neue selbst laden, sofern der Strom nicht zuvor zum Verbraucher (=dem Prozessor) bzw. in die Kondensatoren vor dem Verbraucher geflossen ist.

Das Sperren und Durchschalten des highside-MOSFETs entscheidet darüber, wie hoch die Ausgangsspannung des Wandlers ist.
Um eine Spannung von +12V auf +1,2V zu wandlen, ist der ein PWM Signal mit einem Tastgrad von 10% an das Gate des highside-FETs anzulegen, da 12/10 = 1,2[V] ist.

Dieses Timing-Diagramm, ebenfalls aus dem Datenblatt von Intersil, visualisiert die Arbeit des Treibers gut:


Gemäß dem PWM Signal wird UGATE (U=upper / highside) auf logisch 1 gesetzt, wenn auch das PWM Signal auf logisch 1 steht. Wenn das PWM Signal auf logisch 0 fällt, wird der highside-FET geschlossen, indem UGATE auf logisch 0 gezogen wird. Jetzt muss der lowside-FET durchschalten, also wird LGATE (L=lower / lowside) auf logisch 1 gesetzt. Erst mit der nächsten steigenden Flanke des PWM Signals, wird LGATE wieder auf logisch 0 gesetzt, damit der lowside-FET wieder schließt.

Wer bis hierhin noch kein Verständnis für das grundlegende Schaltprinzip Abwärtswandler erlagt hat, dem kann ich die Animation dazu auf der Website der Dartmouth Thayer School of Engineering empfehlen.
Hier werden die zwei unterschiedlichen Zeitintervalle im Wandler ersichtlich; anfänglich schaltet der rote Schalter (highside) durch, womit die Spule über die Eingangsspannung geladen wird.
Dann schließt der rote Schalter, wobei der schwarze Schalter (lowside), weiter unten dargestellt, durchschaltet, damit die Spule sich weiter durch den Kondensator über die lowside laden kann.

Erste, wichtige Erkenntniss: Wenn die +12V Spannung vom Netzteil zu zum Beispiel +1,2V gewandelt wird, braucht es also einen PWM Tastgrad von 10%. Das bedeutet, dass der lowside-FET deutlich länger geöffnet ist, als der highside-FET und er damit nicht nur vom größeren Strom durchflossen wird; er ist auch deutlich länger durchgeschaltet und sorgt so für die größeren Verluste, sprich erwärmt sich stärker.

Zurück zu den Treibern;
Diese können auch zur Effizienz des Wandlers beitragen, wenn sie die UGATE und LGATE bei höherer Spannung umsetzen, als der logisch 1 Zustand des PWM Signals.
Denn ein MOSFET ist im durchgeschalteten Zustand verlustärmer, wenn am Gate +10V statt nur +5V anliegen.

Für die PWM Kanäle 1 und 2 des Controllers sind also bereits die Signale für low- und highside-FET einzeln heraus geführt, die PWM Signale 3 und 4 werden erst noch externen Treibern zugeführt, diese habe ich im Schaltplan rot eingefärbt; Intersil möchte hier natürlich hauseigene Produkte genutzt sehen, die ISL6625A.

Nun sind wir also soweit, dass wir wissen, dass der ISL PWM Controller zusammen mit den zwei externen Treibern acht MOSFETs ansteuern kann; zu vier Phasen jeweils die lowside und die highside. Auch kennen wir den grundlegenden Stromfluss durch die einzelnen Phasen: Der highside-FET ermöglicht die Ladung der Spule, der lowside-FET ermöglicht die Fortsetzung der immer wieder neuen Selbstinduktion der Spule, wenn der highside-FET sperrt.
Was im Schaltplan noch ersichtlich ist, ist dass die Ausgänge von allen Phasen am Ende gemeinsam die VCore ergeben.

In magenta habe ich die Kapazität am Ende des Wandlers gefärbt, sie wird meist durch mehrere Kondensatoren gestellt.
Mehrere Kondensatoren parallel vermindern effektiv deren Widerstand und damit deren Verlustleistung, außerdem lassen sich solch große Kapazitäten in der Praxis schlecht durch nur einen Kondensator stellen.
Die Kondensatoren erfüllen dabei ihre filternden Eigenschaften, indem sie zusammen mit den Spulen einen Tiefpass darstellen und dienen weiter auch als ausgleichender Speicher, wenn die Leistungsaufnahme des Prozessors steigt.

Auch am Eingang eines VRMs stehen Kondensatoren, diese habe ich in hellblau eingefärbt. Sie stellen Puffer dar.
Sie laden sich auf und stellen Energie für den Wandler bereit, wenn dieser plötzlich deutlich mehr Leistung aufnehmen muss, um sie dem Prozessor zuzuführen. So wir das Netzteil nicht zusätzlich stark bei Lastwechseln belastet.
Außerdem filtern sie die Versorgungsspannung des Netzteils und verbessern somit deren Qualität, bevor diese in den Wandler gelangt.

Was nun noch zu klären bleibt, ist das Zusammenarbeiten der verschiedenen Phasen.
Immerhin sorgen mehrere Phasen dafür, dass der Wandler schneller auf wechselnden Strombedarf des Verbrauchers reagieren kann, die MOSFETs im Wandler weniger erwärmt werden, dass mit der aktuellen Bauteilauswahl deutlich mehr Strom für den Prozessor leichter zu realisieren ist und zu guter Letzt auch dafür, dass durch das so genannte Interleaving die Restwelligkeit der Ausgangsspannung effektiv mit steigender Phasenzahl sinkt.
So sind Designs aus mehreren Phasen zu Recht nicht mehr aus den Mainboard VRMs wegzudenken.

Mit dem Ausdruck Interleaving sind wir auch schon direkt beim Thema: Interleaving heißt zu Deutsch laut Wikipedia nichts anderes als Verschränkung oder Versatz - und genau den haben wir hier auch.
Für die unterschiedlichen PWM Signale für die vier Phasen des ISL Controllers heißt dies, dass die verschiedenen highside-FETs nie gleichzeitig durchgeschaltet werden. Dieser Versatz wird in der folgenden Grafik ersichtlich:


In der ersten Periode schalten nur die MOSFETs an PWM1 durch, in Periode zwei dann nur die FETs an PWM2 und so weiter.

Ein letztes Glied gilt es nachzuvollziehen, in den VRMs der gängigen Mainboards.
Die Doppler.
  • Doppler:
Nicht aufstöhnen, ich habe wieder ein vereinfachtes Schaltbild von Intersil zur Hand genommen.
Hier ist aber wirklich viel enthalten, was uns für das Nachvollziehen der grundsätzlichen Funktionsweise nicht interessiert, außerdem kennen wir große Teile davon schon. Versprochen.
Doppler tun eigentlich nichts anderes, als das PWM Signal des Controllers auszuwerten und entsprechend diesem ein UGATE und LGATE Signal für zwei Phasen zur Verfügung zu stellen, statt nur für eine, wie es die Treiber taten. In diesem Fall haben wir im Doppler also auch noch Treiber integriert, schließlich kommen am Ende nicht zwei PWM Signale aus den Output-Pins des Dopplers, sondern bereits alle erforderlichen Signale für die FETs in einer Phase.


Wir sehen, so werden aus den zwei PWM Signalen des ISL63xx (links ausgegraut) durch zwei ISL6611A Doppler vier Phasen angesteuert.
So muss durch jede der beiden Hardware-Phasen also nur die Hälfte an Strom fließen, als wenn aus einem PWM Signal nur eine Phase gebastelt worden wäre.
  • Multi Voltage Regulator Controller:
VRM Controller können übrigens meist mehr als eine Spannungsversorgung steuern.
So auch dieser Intersil Chip, im Schaltbild (das erste des Controllers, nicht das der Doppler) ist ausgegraut die Hardware der zweiten Spannungsversorgung überhalb der zu sehen, mit der wir uns beschäftigt haben. Mit dieser kann dann zum Beispiel nicht die Kernspannung gesteuert werden, sondern die zur Stromversorgung des integrierten Grafikprozessors in der CPU.
Angegeben wird dann die maximal mögliche Konfiguration mit einer X+Y Angabe, hier sind es 4+3 Phasen maximal.

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III. Nachvollziehen von verbauter Hardware

Was einem hierbei grundsätzlich eine Menge Arbeit abnehmen kann: Gut recherchierte Reviews / Tests.
Allen voran TweakTown mit Steven Bassiri als Redakteur liefert stets alle Infos sauber aufgeführt, die man sich wünscht; da ist nichts mehr, was von euch zusammen gereimt werden muss.
Weitere Seiten, die in ihren Reviews tiefer in die VRMs blicken lassen:


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Als Basis für alle Auswertungen von VRMs ist es notwendig, die benötigten Eingangsspannungen für den Prozessor zu kennen:
Sockel 1151:
  • VCC, die Versorgungsspannung für die Prozessorkerne
  • VCCGT, die Versorgungsspannung für den integrierten Grafikprozessor
  • VCCSA, die Versorgungsspannung für z.B. den integrierten Arbeitsspeicher Controller
  • VCCIO, die Versorgungsspannung für das Input- / Output-Interface des Prozessors
Sockel AM4:
  • CPU VCC, die Versorgungsspannung für die Prozessorkerne
  • SoC VCC, die Versorgungsspannung für alle weiteren Systeme auf dem Chip

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Fangen wir mit einem AM4 Beispiel an, weil das Überblicken hier mit nur zwei verschiedenen Eingangsspannungen einfacher ist.
In den Spoilern unter jedem Listeneintrag verstecken sich beschriftete Bilder zu dem jeweiligen VRM.

  • Gigabyte AB350-Gaming 3
Was einem zum Analysieren eines VRMs immer zur Verfügung steht, sind Herstellerbilder.
So finden wir für dieses Board auch Fotos auf der Website von Gigabyte, mit denen sich bereits einige Informationen offenbaren; da keine Phase ohne eine Spule auskommt, können wir anhand der Anzahl der verbauten Spulen auch die maximale Anzahl an Phasen auf einem Mainboard erkennen. Für diesen Fall sind es sieben Stück.
Neben den Bildern vom Hersteller tauchen auch oft hochauflösende Fotos von Mainboards bei deren Einträgen im Vergleichsportal geizhals auf. Das Bild hinter dem Link im Eintrag des AB350-Gaming 3 verrät uns die Typenbezeichnung des Controllers, welcher unterhalb des 8 Pin Steckers zur Stromversorgung der VRMs platziert ist: Ein Intersil ISL95712.
Ein Blick in dessen Datenblatt verrät uns dann, dass dieser maximal in einem 4+3 Modus operieren kann.
Wer nun nochmals ein Bild der VRMs auf der Platine betrachtet, wird erkennen, dass auch die Spulen entsprechend angeordnet sind. Vier Spulen aus der Draufsicht vertikal, drei horizontal angeordnet.
Aufgrund der deutlich höheren benötigten Stromstärken für die CPU VCC kann man ab diesem Zeitpunkt stark damit rechnen, dass die vier Phasen mit den MOSFETs unter dem Kühlkörper der CPU VCC zu Gute kommen, die drei ungekühlten Phasen der SoC VCC.
Was noch fehlt, sind Angaben zu den MOSFETs. Weitere hochauflösende Bilder oder Reviews im Internet können diese liefern, für diesen Fall hilft das Review von Modders Inc. weiter. Es handelt sich um zwei 4C06N FETs parallel als lowside und einem einzelnen 4C10N als highside für die CPU VCC, bei der SoC VCC spart man sich ein FET pro lowside.
Der Eintrag ist damit vollständig:

Spoiler:

Ein weiteres AM4 Beispiel:

  • ASUS Prime X370-Pro
Was dieses mal auf Fotos des Herstellers zu erkennen ist, sind zwölf Spulen an der Zahl.
Was ich auf den ersten Blick vermutete, war ein 8+2 Layout, wobei die vertikal platzierten Spulen zusammen mit den zwei horizontalen ganz links die CPU VCC generieren würden.
Schaut man sich aber die Bilder an, die why_me / unl34shed im Forum gepostet hat, wird ersichtlich, dass dem nicht so ist:
Die Bilder der Rückseite der Platine zeigen vertikal sechs Treiber von IR, keine weiteren Bauteile. Entsprechend werden hier sechs echte Phasen realisiert, welche der CPU VCC zu Gute kommen.
Horizontal wird durch die Fotos ersichtlich, dass zwei IR3599 Doppler verbaut wurden, gepaart mit vier Treibern - hier kommen also nur zwei PWM Signale vom Controller an und werden per Doppler für vier Phasen aufbereitet.
Bilder der Vorderseite zeigen dann auch, welche MOSFEETs verbaut wurden: Es handelt sich um NexFETs von Texas Instruments, also ICs, welche highside- und lowside-MOSFET vereinen.
Ebenfalls ersichtlich wird die Bezeichnung des Controllers, aber wie bei ASUS üblich, findet sich auf diesem nur ein internes, nichtssagendes Label: ASP1405I.
Was jedoch für den Controller unter diesem Label gemunkelt wird: Es handelt sich unter der Haube um einen IR35201, welcher ohne integrierte Treiber so ziemlich jede Konfiguration bis 8+0 fahren kann - typisch ist jedoch 8+0 oder 6+2.
Der komplette Eintrag schaut dann wie folgt aus:

Spoiler:

Damit hier alles mal aufgetaucht ist, noch die Oberklasse:

  • ASRock X370 Taichi
Herstellerfotos zeigen ganze sechzehn Spulen, um den Sockel verteilt zu je acht horizontal und acht vertikal.
Weiter gibt ASRock auch an, einen digitalen International Rectifier Controller einzusetzen. Die Oberklasse an SVI2-kompatiblen Controllern ist der IR35201, welcher wie bereits erwähnt auch nicht mehr als acht PWM Ausgänge bieten kann.
Da dieses Board scheinbar keine zwei Controller (für CPU VCC und SoC VCC) beherbergt, kann auch kein 8+0 Modus abgerufen werden, 6+2 ist der nächst kleinere mögliche.
Der offensichtlichste Weg, die sechzehn Spulen und die acht PWM Signale zusammen zu bringen, ist offensichtlicher Weise ein Doppeln aller Phasen - und das macht ASRock auch.
Wie zeigen die Fotos von midgard00 vom baugleichen X370 Professional Gaming oder die des Reviews von xfastest.com. Acht IR3598 Chips werden auf der Unterseite der Platine verbaut, diese sind sowohl Doppler, als auch Treiber.
Fotos vom Controller bestätigen die Vermutung, dass ein IR35201 verbaut wird, die FETs sind wieder CSD 87350 NexFETs von TI.

]
Spoiler:


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Schreiten wir nun über zu einer Platine mit Intel'schem PCH.

  • ASRock Z270 Extreme4

Sofern man auch hier einfach nur mit einem Foto des Mainboards auf der Herstellerseite dasteht, ist wieder ein Zählen der Spulen der erste Schritt.
Hier werden zwölf Spulen ersichtlich, das war's dann aber auch schon wieder mit Informationen aus dieser Quelle.
Ein erstes Review von Chiphell gibt dann etwas mehr Gewissheit, hieraus geht hervor, dass es sich beim Controller um einen ISL95824 von Intersil handelt. Dieser bietet maximal PWM Signale für 4+3 Phasen und bietet für die erste der beiden Spannungen zwei integrierte Treiber, für die zweite noch einen.

Nun gilt es also, mit diesem Wissen die zwölf Phasen für vier Eingangsspannungen zuzuteilen.
Für VCCIO und VCCSA braucht es nicht mehr als eine Phase, entsprechend ziehen wird für diese zwei Phasen ab.
Bleiben zehn Phasen für VCC und VCCGT, wobei der Controller maximal 4+3 Phasen bietet. Möglich ist hier nun 8+2 oder 6+4, helfen kann nur noch ein gutes Review, das diesen Sachverhalt aufklärt: TweakTown Review
Also drei PWM Signale für VCC, die von je zwei Phasen umgesetzt werden. Gleiches Spiel bei VCCGT, hier werden aber lediglich zwei PWM Signale von vier Phasen genutzt.

Was die MOSFETs angeht, gibt es keine absolute Gewissheit: Sowohl Versionen mit sinopower SM4337 und SM4346, als auch NIKOS FETs sind mehrfach im Netz abgelichtet worden, hier bestückt ASRock also gerade mit dem, was da ist.

Der daraus resultierende Eintrag in der VRM Liste:

Spoiler:

Wer sich fragt, wer nun noch die Phasen für VCCSA und VCCIO steuert: Dazu gibt es einen eigenen, kleineren Controller.

  • Gigabyte GA-Z170X-UD5
Und wieder verschafft ein Zählen der Spulen auf den Fotos des Herstellers einen ersten Überblick.
Wer genau hinsieht, kann in der Summe auf elf Spulen kommen, sechs links vom Sockel und fünf darüber.

Mit diesem weiteren Beispiel-Board möchte ich hauptsächlich zeigen, dass in diesem Design VCCSA und VCCIO anders erzeugt werden.
Da diese wie erwähnt nur unwesentlich belastet werden, verbaut Gigabyte dafür lediglich zwei Linearregler unterhalb des CPU Sockels, rechts des SLI und CF Zeichens auf dem Board sieht man die beiden ICs mit ihren zwei Kondensatoren.

Das heißt ein munteres Spulenzählen und nach dem Controllernamen forschen genügt nicht immer, um wirklich ein Design zu verstehen.
Es ist zwar durchaus ein guter Ansatz um grob zu erkennen, wie die Spannungswandlung aufgebaut ist, es geht aber nichts über Analysen und Tests direkt mit der Hardware. Hier klärt wieder das Review von TweakTown auf.

Wenn diese Hürde der Regelung von VCCIO und VCCSA dank dem Review von TweakTown genommen ist, kann man sich bei den elf Spulen für VCC und VCCGT wieder auf den Controller konzentrieren, es handelt es um einen ISL95856 im 4+3 Modus.
Dieses Mal gibt's die Steuerung über drei Phasen für die Grafikeinheit und die vier Phasen kommen VCC zu Gute, werden zuvor aber noch im gleichen Verfahren wie auf dem Extreme4 auf eine Anzahl von acht gedoppelt.
Neben der Controllerbezeichnung findet sich im Review natürlich auch wieder die Angabe über die Typen der FETs.

Hier ist der Listeneintrag:

Spoiler:


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IV. Beurteilungskriterien für VRMs

Mit den nun gewonnen Informationen kann eine Tabelle, wie die im folgenden Beitrag, angefertigt werden, sonderlich viel schlauer ist man aber dennoch nicht zwingend. Deswegen möchte ich hier ein paar Informationen zur Auswertung solcher Daten bereit stellen.
  • Effizienz
Die Effizienz ist für viele der Dreh- und Angelpunkt in den Spannungswandlern auf ihrem Mainboard.
Diese ist auch durchaus von hoher Bedeutung und sollte ein wichtiges Beurteilungskriterium sein, jedoch gibt's zu diesem Thema einiges an Hintergrundwissen, was vielen fehlt.

Was oft fehlinterpretiert wird sind Datenblätter von MOSFETs in den Wandlern in Hinsicht auf die Effizienz des gesamten Wandlers.
Oft wird sich mit einer Angabe aus dem Datenblatt begnügt, nämlich dem des Widerstandes zwischen Drain und Source im durchgeschalteten Zustand. Die entsprechende Bezeichnung im Datenblatt lautet RDS(on).
Dieser Wert beeinflusst die Effizienz des Wandlers, das ist richtig; jedoch ist er bei weitem nicht der einzige Einfluss.
Natürlich entstehen auch Verluste in anderen Gliedern des VRM, allen voran in den Spulen, weiter dann in den Treibern, Dopplern, in den Kondensatoren und auch im Controller.
Aber worauf ich hinaus will, sind die Schaltverluste der MOSFETs selbst.
In hochfrequenten Schaltwandlern überwiegen die Schaltverluste häufig den Verlusten im durchgeschalteten Zustand. Entsprechend ist es also wichtig, diese mit zu beachten, wenn die Verlustleistung der MOSFETs berechnet werden soll.
Die dafür benötigten Datenblattangaben sind Rise- und Fall-Time.

Wie sehr Schaltverluste über Leitend-Verluste dominieren können, zeigt diese Grafik, die ich dazu zusammen geschustert habe:


Wichtig: Diese Grafik dient nicht dem Zweck des Vergleichens der unterschiedlichen Produkte. Die genutzten Daten unterliegen unterschiedlichen Nebenbedingungen und sind deshalb nicht vergleichbar.
Jeder Graph ist einzeln zu betrachten!
Weitere Anmerkungen zur Grafik:
Spoiler:
Die dargestellten Werte haben keine absolute Präzession.
So arbeitete ich hier zum Beispiel mit einem konstanten RDS(on) Wert mit unterschiedlicher Anzahl der Phasen - jedoch verändert sich der Widerstand mit der Stromstärke am Drain.
Präzisieren kann ich die Angaben hier jedoch nicht, dafür fehlen Daten in den Datenblättern. Einen großen Unterschied würde ein stets vollkommen korrekter RDS(on) Wert aber auch nicht ausmachen, wer mag, kann sich in den Datenblättern bei den Graphen ein On-Resistance vs. Drain Current Duell mal ansehen, viel tut sich da nicht.
Der RDS(on) Wert, der hier für alle Werte genutzt wird, ist stets bei VGS=4,5V maximal.
Weiter habe ich diesen auch auf ein Niveau von Tj=100°C gebracht, indem ich von 0,5% mehr RDS(on) pro steigendem °C ausgegangen bin. Die Grafik soll ein realistisches worst-case Szenario darstellen, 25°C Tj sind da eher unangebracht.

Die weiteren Rahmenbedingungen, die ich für dieses realistische worst-case Szeanrio aufgestellt habe:
Eingangsspannung: 12V
Ausgangsspannung: 1,45V
Stromstärke am Eingang: 12,0833A
Stromstärke am Ausgang: 100A
Schaltfrequenz: 1MHz
Tastgrad: 0,879 bzw. 0,121
Wie ersichtlich, bin ich von keinerlei Verlusten zwischen low- und highside ausgegangen - lyncht mich.

Bevor mir vorgeworfen wird, ich würde hier bewusst so manipulieren, dass die Schaltverluste unrealistisch hoch über die Leitend-Verluste dominieren, da ich RDS(on) an 100°C Tj anpasse, Rise- und Fall-Time jedoch nicht: Letztere beiden werden nicht (in diesen Bereichen) von Temperatur beeinflusst.
Jedoch aber ein wenig durch abweichende Spannungspotentiale zwischen Gate und Drain bzw. Gate und Source, dennoch sind diese Abweichungen nicht wirklich nennenswert - weiter fehlen natürlich auch einfach die Daten für andere Spannungen.
Deswegen zum Schluss nochmal der Hinweis: Bitte nicht vergleichen. Diese Grafik taugt nur für eine ungefähre Vorstellung über individuelle Skalierung der Probanden.


Links auf der Ordinate ist die Verlustleistung in Watt angegeben, die Abszisse zeigt die Anzahl der Phasen.
Diese Grafik zeigt also das Skalieren der Verlustleistung der FETs mit der Anzahl der Phasen - oder richtig interpretiert, das Skalieren der Effizienz mit der Anzahl der Phasen.
Wenn die Leitend-Verluste stets die Schalt-Verluste überwiegen würden, würden die Graphen durchweg sinken.
Aber: Dies geschieht nur bis einschließlich der dritten bzw. der vierten Phase. Danach überwiegt der Vorteil nicht mehr, dass die FETs im leitenden Zustand durch den geringeren Strom durch jede Phase insgesamt verlustärmer werden. Mit einer hohen Anzahl der Phasen rächen sich die - durch den Stromfluss durch jede Phase unbeeinflussten - Schaltverluste durch die steigende Anzahl der FETs.

Wer nun auf den Gedanken kommt, dass zwei parallele FETs als lowside dann aber auch mit steigender Anzahl an Phasen ein Problem in der Effizienz darstellen, den kann ich beruhigen - da überwiegt die gewonnene Effizienz im Leitend-Zustand dann doch mehr, als geringere Schaltverluste durch nur ein FET. Jedenfalls im Bereich von weniger als 16 Phasen, irgendwann jenseits der 20 Phasen schaut's dann wieder anders aus - aber das Design mit getrennt ausgeführten FETs und über 20 Phasen muss erst noch erfunden werden.

Was hier also festzuhalten bleibt ist, dass viele Phasen auf teuren Mainboards nicht zwingend auch in jedem Belastungsszenario effizienter als Designs sind, die aus weniger Phasen mit gleichen FETs bestehen.
Eine Faustregel sollte sich daraus aber nicht ergeben: Wenn unterschiedliche Boards verglichen werden sollen, sollten konkret die Designs mit gleicher Belastung durchgerechnet und verglichen werden - sofern möglich.

So wird ein Verlust im Leitend-Zustand berechnet:



Der RDS(on) Wert findet sich im Datenblatt wieder, nehmt stets den maximalen. Die VGS hängt dabei von den Treibern ab, wenn ihr zu diesen keine Daten kennt, nehmt den schlechtesten Fall an: VGS=4,5V.
Die Abhängigkeit zum ID hatte ich bereits erwähnt, sie ist oft in Graphen ersichtlich (dort aber meist nur für den durchschnittlichen, nicht den maximalen RDS(on) Wert!) und ist nicht extrem.
Für einen RDS(on) @100°C könnt ihr den @25°C Tj angegebenen Wert mit 1,375 multiplizieren.
Wichtig: Wenn zwei lowside MOSFETs parallel geschaltet werden, sinkt der RDS(on) Wert in der Theorie auch um die Hälfte!

Die Stromstärke durch das FET bzw. die Tastgrade sollten selbsterklärend sein.

Hier die Formel für Verluste im Schalten:



I als Stromstärke taucht neben U als (an der Source) anliegende Spannung wieder auf, ebenfalls die Schaltfrequenz des Wandlers fSW. Diese sind natürlich in gleichen Einheitsgrößen einzusetzen, also z.B. Ampere, Volt und Hertz.
Die herauszusuchenden Datenblattwerte sind tf und tr, auch hier sind die Nebenbedingungen zu beachten. Beeinflusst werden diese Werte durch Spannungen, nicht aber durch Ströme oder Temperaturen.

Wer diese Rechnungen plant öfters durchzuführen, dem rate ich dringend dazu, sich ein Dokument in einer Tabellenkalkulation zu erstellen. Das macht die Sache deutlich einfacher.
Natürlich treten noch ein paar andere Verluste in den FETs eines Abwärtswandlers auf, zum Beispiel die benötigte Energie um die Gate-Kapazität oder die Ausgangskapzität des MOSFETS zu laden - jedoch fallen diese für unsere Berechnungen quasi nicht ins Gewicht. Durch das gezwungenermaßen Nutzen von unpassenden Datenblattwerten werden die Rechnungen deutlich mehr verfälscht, als durch das Nichtberücksichtigen dieser Verluste.
  • Phasenzahl
Dass mehr Phasen nicht gleich bessere Effizienz des gesamten Wandlers bedeuten, ist aus dem vorherigen Absatz hervor gegangen. Warum sehen wir dann nicht selbst auf sündhaft teuren Platinen nur vier Phasen?
Weil eine höhere Anzahl an Phasen andere Vorteile kennt und diese dem Nutzen überwiegen, dass bei 1,45V und 100A am Ausgang die FETs im Wandler 10W statt 11W in Wärme wandeln.

Hier ist stets zwischen dem, was gern echte Phasen (direkt vom PWM Signal des Controller gesteuert) genannt wird, und so genannten gedoppelten Phasen (durch Doppler realisiert) zu unterschieden.
Dabei können Phasen aber auch auf zwei unterschiedliche Weisen gedoppelt werden: Entweder es werden tatsächlich Doppler verwendet, die zwei interleavte PWM Signale für zwei Phasen bereit stellen, oder das gleiche PWM Signal wird einfach für zwei Phasen genutzt.
Mehrere echte Phasen bringen drei positive Effekte mit sich: Der Controller kann mit steigender Anzahl an PWM Signalen an den Ausgängen schneller auf impulsartige Lastwechsel reagieren, weiter kann durch mehrere echte Phasen auch der maximale Strom am Ausgang des Wandlers recht effektiv erhöht und durch das Interleaving die Restwelligkeit verringert werden.

Per Doppler gedoppelte Phasen bringen nur noch zwei dieser Vorteile mit: Nämlich bei gleicher Bestückung für mehr Stromstärke am Ausgangs sorgen zu können und das Verringern der Restwelligkeit.
Wenn ein Hersteller doppelt, indem er zwei Phasen an ein PWM Signal hängt, kann er nur noch einen der Vorteile erreichen: Die höheren Stromstärken für die CPU.
Eine grundsätzliche Art nun Boards zu werten, bringen diese Informationen nicht mit sich - Es ist immer fallspezifisch über Sinnigkeit und Unsinnigkeit der Phasenanzahl zu urteilen.

Ein Beispiel:
Auf Basis der oben aufgeführten Formeln lässt sich die Verlustleistung von unterschiedlichen VRM Layouts errechnen.

Ein Board verfügt über vier echte Phasen, diese sind mit 2x 4C06N FETs in der lowside und einem 4C09N FET in der highside ausgestattet.
Errechnet man die gesamte Verlustleistung, die man von allen zwölf MOSFETs am Kühlkörper für die CPU VCC zu erwarten hat, wenn die Wandler bei 100°C für eine CPU VCC von 1,45V zu sorgen haben, wobei die CPU 145W Leistung aufnimmt, kommt man auf gute 20W Verluste in den FETs.
Ein hypothetischer Konkurrent verfügt nun über sechs Phasen, jedoch handelt es sich dabei eigentlich um drei gedoppelte. Die MOSFETs sind die gleichen.
Wenn man wieder die Verluste in den FETs der CPU VCC errechnet, landet man bei ~22,4W, was zeigt, dass diese sechs Phasen trotz qualitativ gleichwertiger Bestückung in diesem Belastungsszenario einfach ineffizienter sind. Weiter wird nur über drei PWM Signale gesteuert, das Abfangen von Spannungsschwankungen durch Impulslasten fällt in der Theorie also auch noch schlechter aus.
Einzig beim Ripple-Strom am Ausgang könnten die drei gedoppelten Phasen gegenüber den vier echten von Vorteil sein - aber nur wenn diese mit Dopplern umgesetzt wurden.

Ein Gegenbeispiel:
Das VRM Design besteht nun aus FETs von sinopower, einem SM4337 als highside und einem SM4336 als lowside.
Vier Phasen sorgen bei gleichen Rahmenbedingungen für knappe 32,6W Abwärme, mit sechs Phasen sinkt die Verlustleistung aber auf nur noch knappe 30W.

Bei Extrem OC bedarf es außerdem auch teils derartig hohe Stromstärken, dass die lowside in ihrer maximalen Stromstärke limitiert - hier können mehr Phasen dann auch Abhilfe schaffen.
Grundsätzlich wird der Wert der maximalen Stromstärke der lowside aber oft überbewertet, obwohl ein gründliches Überdimensionieren für Peaks und Einschaltmomente nie verkehrt ist.

Auch bei der Anzahl der Phasen sind also fallspezifisch Vorteile abzuwiegen, statt allgemein gültige Regeln aufzustellen.
  • digitale und analoge Controller
Um erst einmal den Begriff des Hybriden in diesem Zusammenhang auszumerzen: Die so bezeichneten Controller steuern noch immer analog und sind es damit auch noch immer.
Digital läuft lediglich die Kommunikation zum Prozessor ab, zum Beispiel für den Sockel AM4 wird die SVI2 Schnittstelle eingesetzt, über die der Controller die VID Daten digital in der Größe eines Bytes empfängt, um sie - bei Wunsch - in die PWM-Generierung einfließen zu lassen. Dies geschieht indem das empfangende Byte mit einer gespeicherten Tabelle abgeglichen wird und ein Digital-Analog-Wandler darauf hin eine Vergleichsspannung zur tatsächlichen Spannung erzeugt.
Beide landen in einem Komparator, an dessen Ausgang dann deren Differenz auf die Generierung des PWM Signals Einfluss nimmt.

Wirklich digital wird der Controller erst in dem Moment, wenn die ausgelesenen Spannungen und Stromstärken hinter / im Spannungswandler direkt von einem Analog-Digital-Wandler in digitale Werte konvertiert werden, welche dann zur Generierung der PWM Signale für die FETs ausgewertet werden, indem wieder mit dem VID- oder anderen Soll-Wert abgeglichen wird.

Einen großen Wettkampf analog vs. digital braucht es nicht, um heraus zu finden, welche Chips dem Nutzer theoretisch die besseren Ergebnisse liefern.
In der Vergangenheit hatten digitale Implementationen noch Probleme mit der Geschwindigkeit der Konvertierung ins Digitale, heute sind die ADCs aber entsprechend schnell, dass ein Erholen von Abfällen der Versorgungsspannung durch schnelle Lastwechsel mit digitalen Controllern schneller von Statten geht, als mit analogen Gegenstücken.
So bietet ein digitaler Controller höhere Präzession bei der Ansteuerung der MOSFETs, da Über- und Unterschwinger ausbleiben, bessere Transient Response Performance und auch Vorteile im Monitoring für den Nutzer:
Über Schnittstellen zum PCH bzw. FCH kann ein digitaler Controller eine Menge seiner detaillierten Infos zum Nutzer schieben, wie Stromstärken und Spannungspotentiale primär- und sekundärseitig oder gar aus jeder Phase.

Dennoch ist nicht blind jedem Design mit digitalem Controller zu vertrauen: Die Implementation von diesem trägt entscheidend zur tatsächlichen Performance des VRMs bei.
Ein digitaler z.B. IR Chip bringt also nur das Potential mit, was der Hersteller des Boards daraus macht, steht auf einem anderen Blatt.

Da es im Internet nur viel Hörensagen und keine wirklich detaillierten Tests zu diesem Thema gibt, halte ich mich dabei gern eher konservativ.
  • PowIRstages, NexFETs und Co.
Und wieder einmal sind Schaltverluste und Transient Response Performance ein Thema.

Unter den genannten Bezeichnungen wie PowerIRstage oder NexFETs verstecken sich ICs, die mindestens sowohl den highside- als auch den lowside-FET in einem Chip integrieren.
Weiter werden teilweise auch Treiber und so genannte Schottky Dioden mit in diesen ICs untergebracht.
Der Grund für die Markteinführung solcher Chips war ein Streben nach höherer Effizienz in Gleichspannungswandlern, wobei deren Schaltfrequenzen für bessere Transient Response Performance immer weiter stiegen.
Mit steigender Anzahl an Schaltvorgängen innerhalb einer Sekunde steigt nun bekannter Weise auch die Verlustleistung in den Schaltern.
Das sorgt für den Markt dieser ICs, die speziell durch MOSFET-Architekturen, die auf besonders niedrige Kapazitäten ausgelegt sind, solche Schaltwandler effizienter machen.
Dass dies für die Praxis auch gelingt, zeigen Datenblattwerte oder die konkreten Ergebnisse von, zu herkömmlichen MOSFETs vergleichender, Berechnungen.

Schottky Dioden hatte ich bereits erwähnt, nicht aber erläutert: Diese springen in der dead-time für den lowside Schalter ein, um die dead-time so kurz wie nur möglich zu gestalten - und damit abermals die Effizienz des Wandlers zu erhöhen.
Zu guter Letzt verbessern solche Chips auch die Latenzen theoretisch, da die Signalwege kürzer werden.

________________________________________________

V. VRM Listen und Weblinks

  • Intel LGA 1151 VRM Liste für Z170 und Z270 PCHs:


Keine Unterscheidung zwischen Dopplungen mit und ohne Doppler-ICs!

________________________________________________
  • AMD PGA AM4 VRM Liste für B350 und X370 FCHs:
TweakPC | Forum : AM4 Mainboard VRM Liste

________________________________________________
  • Weblinks / Mehr zum Thema:
Einführung in die Spannungsversorgung von IluBabe

Geheimnis Spannungswandler von 3DCenter.org

VRM Guide von sinhardware.com


________________________________________________
  • Bildquellen:
Opener: Gigabyte GA-Z170X-Gaming G1, Link, abgerufen: 14.03.2017
II: Intersil ISL95712, (Deeplink in pdf-Datei!) Link, abgerufen: 26.02.2017
II: Intersil ISL6611A, (Deeplink in pdf-Datei!) Link, abgerufen: 26.02.2017
III: Gigabyte AB350-Gaming 3 Motherboard Review: Fun and Flexibility, Link, abgerufen: 22.03.2017
III: ASRock X370 Taichi Review | xfastest.com, Link, abgerufen: 22.03.2017
III: ASRock Z270 Extreme4 Motherboard Review, Link, abgerufen: 22.03.2017
III: GIGABYTE Z170X-UD5 (Intel Z170) Motherboard Review, Link, abgerufen: 22.03.2017

Geändert von broda (07.06.2017 um 16:22 Uhr)
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guide, mainboard, spannungswandler, vrm


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